不需要使用比例电阻的7转10.5

xuplastic

楼上很多人根本都误解了，这个分压、倍压的指标与电容容量误差根本没有任何关系

最重要的是电容的温度系数，漏电，模拟开关的电荷注入效应（这个容易被忽视）

而且电容的温度系数只影响短稳，与长稳无关，理论上电容容量只要在开关的一个周期内保证不变即可

lilith

iddqd2001 发表于 2014-10-31 19:11
Prema 5017 and 8017 voltage reference:

sure，i'm copycat

lilith

天风雪雨 发表于 2014-10-31 18:58
我不知道WAS有没有测试过电容介质的吸附效应带来的影响，但是，如果电容两端的电压高于基准时，由于和基 ...

1、介质吸附效应在这里的影响应该是不大的，但有统一测试的计划，也就是说测试钽点解电容和金属化聚丙烯薄膜电容（在此电路）的区别
1.5、如果钽电解的效果足够好就不做此测试了
2、进入开关电容前，基准（7V）电压已经经过缓冲

lilith

xuplastic 发表于 2014-10-31 21:11
楼上很多人根本都误解了，这个分压、倍压的指标与电容容量误差根本没有任何关系

最重要的是电容的温度系 ...

因为考虑到模拟开关的影响，所以这里没有如 5017/8017 那样使用独立的 DG412 模拟开关，而是使用了专用开关电容 IC（LTC1043），期待取得更好效果，根据 1043 手册，二分之一分压对原始电压的相对精度达到 1ppm。

大胡子

新玩法  学习一下

niceman

期待良好效果！

JackFrost

这种结构对电容的漏电要求应该比较高，记得好像1043的资料里有提及，用聚丙烯的应该更合适吧，总觉得钽电容用在这里不是很好。期待进一步的测试对比。楼主的帖子又勾起了一直以来对1043的兴趣，那么现在问题来了，请教下楼主，买LT1043CN淘宝上那家比较强呢。

shichen717

假设两只电容完全相等，则串联后电容量减半为0.5C，并联后容量增倍为2C。
串联时使用Vref完全充电，电荷为Q=0.5CVref。
而后断开Vref，二者并联，电容两端电压为0.5CVref/2C=0.25Vref。

如何由7V得到3.5V？

shichen717

并联并没有算错，串联算错了。
电容串联在直流情况下是开路对开路，即无穷大对无穷大，无解，电容量并不是0.5C。

直流下，如果两电容均为C，Vref对二者充电获得的电量分别为CV1和CV2，无论二者分压V1和V2是多少，二者之和仍为Vref，因此Vref对二者充电的电荷总是C(V1+V2)=CVref。

如果两电容完全理想，V1=V2=0.5Vref。
但实际电容的漏电不同，真正的分压由漏电决定，因此很可能充电的结果是V1=0.1Vref和V2=0.9Vref，但这不影响充电造成的总电荷量。

而后二者同极性并联，并联的计算没有错，电荷量在二者之间平均分配，各获得0.5CVref，因此并联电压为0.5Vref。

再次串联后，二者电压加和为Vref。

由开机的零状态起，受源的内阻限制，一次充电并不能完全产生CVref的电荷，因此需要几个周期充满，使输出电压逐步达到0.5Vref。

lilith

初步测试结果尚可，在可以接受的范围，可以开始细致的测试

shichen717

如果下电容有0.5CVref电荷转移到上电容，下电容自己还剩下多少电荷？

marshallemon

lilith 发表于 2014-11-1 22:36
初步测试结果尚可，在可以接受的范围，可以开始细致的测试

看到一台汉昴普源的电源

shichen717

假设两只电容C1和C2的零状态均为零电荷，由于二者串联，充电电流 i 完全相等，假设源内阻为0，则第一次充电即可充满，即二者充电时间 t 也完全相等，使得二者具有完全相等的电荷Q=∫idt，因此二者电压V1/V2反比于C1/C2，并且V1+V2=Vref，可计算出总电荷量ΣQ=2Vref(C1//C2)。

此时V1和V2必然其一大于0.5Vref，另一小于0.5Vref。

并联后，电荷正比于C1/C2重新分配，使二者电压V相等，V=ΣQ/(C1+C2)，可计算出V<=0.5Vref，当C1=C2时，等式成立，除此之外，V均小于0.5Vref，V与0.5Vref的百分比差异为-(C1-C2)^2/(C1+C2)^2=-Δ，差异为负。

二者重新串联后，二者串联电压低于Vref，因此Vref继续对二者充电，相同充电电流和时间使两只电容均补充相同电荷ΔQ=Vref(C1//C2)(C1-C1)^2/(C1+C2)^2，总电荷由ΣQ增大至ΣQ+2ΔQ。

再次并联，电荷ΣQ+2ΔQ正比于C1/C2重新分配，得到二者共同电压V'=(ΣQ+2ΔQ)/(C1+C2)，仍可计算出V'<=0.5Vref，V‘与0.5Vref的百分比差异为-(C1-C2)^4/(C1+C2)^4=-Δ^2，差异仍为负，但小很多。

再往后的计算过于复杂，但由规律观察，第三周期的结果为-Δ^3，其后递推。误差逐渐减小。

计算表明，即使两只电容相差10倍，也只需35个周期即可使输出电压达到0.5Vref的1ppm以内。

因此电容自身的准确度不对稳态输出电压产生影响。
同样的，电容自身的任何温度漂移也不对稳态输出电压产生影响。

电容的漏电和介质损耗还未计算。
不过如果钽电容都可胜任，漏电和介质损耗可能也不是大问题。

不过可以预计，将周期控制在恰当的范围内非常重要。
周期过长会受到漏电的影响，周期过短会受到注入电荷的影响，即注入电荷造成的误差与周期成反比，而注入电荷本身含有温度变化的成分。

lilith

marshallemon 发表于 2014-11-1 22:59
看到一台汉昴普源的电源

那货说起来都是泪

lilith

测试结果：
https://bbs.38hot.net/forum.php?m ... p;extra=#pid1240041

vr2whf

thy888 发表于 2014-10-31 09:29
不错，不错，电容升压，换向了。
如果PWM的方案，分辨率只要3位，也可以大大简化滤波器，无源滤波器就可以 ...

有没有商品化基准用电容升压方法?

marshallemon

lilith 发表于 2014-11-2 11:23
那货说起来都是泪

这个DD性能不行？我记得之前看过这人的帖子，说这源有多猛，不是6.5？

long3312

这个对电容的稳定性有要求？
比如电容容值随温度的变化？

beaconwu

一般来说:电压,电流,电阻,电容,频率,都可以当作一个基准,但经常碰到的标准电池,因为携带不便,所以大部分都不会放在一个移动的设备上,我们所看到的标准电容,因为温度係数也不会精准到ppm等级,所以经常看到的最为准确的东西经常是含有锰合金的电阻,还有石英所产生的频率,电阻的稳定性可能要比石英老化的速度来得慢,所以应该最常看到的都由电阻所产生的一个基准电阻,也就是说他也可以转换成其他的参考原 当然这只是我个人的见解还有随时代的改变,可能也有很多新的观念,新的方法会在一夜间推翻所有以往的製程

deall8668

低漏电电容+ 采样保持 op

pryprypry

电容的话这样子可能只有MLCC能行,而且必须是COG材质的.另外这个方法噪声水平会不会大?

pryprypry

我估计也是...开关电容的玩意用过ICL7660的都知道...那噪声不是盖的...驱动精密运放要滤几遍

chenminhua

很大的可能是比电阻要差的多
1电容也有温飘，且比电阻厉害
2电容转移有电阻消耗，所以传递后总电量一定有变化，能量守恒

shichen717

chenminhua 发表于 2014-12-23 21:58
很大的可能是比电阻要差的多
1电容也有温飘，且比电阻厉害
2电容转移有电阻消耗，所以传递后总电量一定有 ...

放心，不会的。
1.  电容的温漂基本不起作用。
2.  电阻损耗由前面的基准源不断补充，达到动态平衡时没有电荷流动，电阻损耗消失。
基准源也是电源，是能量来源，因此不存在能量一直消耗殆尽的可能。

shichen717

10.5转10应该容易多了。

就是直接用电阻降压也比7转10强得多。
如果先用PWM把10.5降到10—10.1之间，再电阻降压，对电阻的要求就会更低得多。

无论如何也需要滤波器，再加个PWM也不算过分。