不再跳大神（关于 3457A 的 10V Range 稳定性研究）

lilith

从 3457A 输入前端看来，作为基本直流量程为 3V 的 3457A 是这样处理 30V 量程的，首先在 Input Hybrid（U101）用一个 1:99 电阻对（9.9M+100K）将输入电压衰减到 1/100，然后送入 Input Amp 运放（U111）放大，增益电阻对为 U101 中的 233K+99K：9K+1K，增益 32.3 倍，因此很多人对 3457A 的体验是跳大神。


我尝试将 3457A 和 R6581 同接到直流稳压电源 YOKOGAWA 7651 上，让 7651 输出 1V，3457 和 6581 积分周期都设置为 10PLC，量程均使用各自的基本量程，前者为 10V，设置分辨率 7.5 位、分辨率 1uV、后者 3V、6.5 位下分辨率也是 1uV。结果表明，3457A 末位还是比较稳定的，感觉上甚至可能比 6581 略好一点（可能和显示器刷新率有关）

因此，由于 3457A 的基本量程不是 10V，测量基准常用的 10V 或 7V 需要将输入电压衰减到 1/100 再放大 33 倍，产生诸多不稳定因素，而 3457A 在其基本量程的本底噪声，应该还是足够小的。所以，我认为 3457A 玩家在特定的针对 7V 或 10V 测量时，可以使用其基本量程，即 3V 量程。

当然 3V 量程无法直接测量 10V，需要对输入电压进行衰减。我尝试用 4 个 10K 塑料块构成的分压器将 7651 输出的电压衰减到 1/4，使之落入 3457A 的 3V Range 内，然后借助 3457A 的数学运算功能再将测量值进行运算（常见我的“3457A 操作简明手册”文章，数学表述：Result = (Reading-OFFSET)/SCALE） 使之在显示器上输出为正确的电压值，测试结果表明，同样使用积分周期为 10PLC 情况下，和直接使用 30V Range 测量，可谓天壤之别阿

也就是说，即使作为玩基准用表，3457A 亦可胜任直接测量，但需要对输入衰减做一些改动。对表直接改动过于不现实，但如果用一个低温飘运放 + 分压电阻构成外置有源衰减器，或许不是不可以（待尝试）。

录像：经过 30K:10K 衰减后用表的 3V Range 进行 10V 测量
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2011-4-18 20:47 上传

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录像：直接使用表的 30V Range 进行 10V 测量
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2011-4-18 20:47 上传

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三只眼闲人

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a-fly

顶一下

1820

对3457的评价应该安于3V基本档的评价,而不是30V档的评价.

楼主思路不错.等于用纯数学的方法做放大.

lilith

引用第3楼happymanlxh于2011-04-18  22:05发表的  :
　　3457的基本档，是将3V的电压放大3.333倍达到10V，送入ADC进行转换。如果只玩10V，可以接个缓冲运放，将10V电压送入ADC，然后再用3457的数学计算显示10V。这样效果可能更好。

这是我之前的想法，为此我特意收了一台 3468A 作为研究对象，因为 3468A 的输入前端和 3457A 几乎一样，相当于 3457A 的简化版，满度同样是 303099，估计 ADC 也类似。将输入增益运放和 ADC 断开后，发现直接送入 ADC 的电压不能有效触发 ADC 进行转换（猜测如果是 3457A 可能可以手动触发、但意义也减弱了），用示波器观察正常工作时 ADC 输入和积分电容的波形关系如下：


拉长时间轴，看到积分电容的波形，在多次多斜之后， 有一次斜率很低的上升过程，此时对应的 ADC 输入有一个很短很短的、电压很低的脉冲，此脉冲和输入电压有一定关系但还不明朗：


也就是说，如果要将外部被测电压直接送入 ADC，有两个难点。

1、上述的对应点，需要研究处理。

2、承上，为了提高测量精度和可靠性，一般我们是打开 AZ 进行测量的，那么还需要外部被测电压和 AZ 同步，因为 AZ 的实现是，通过将模拟前端 U101 内部开关闭合，使输入增益运放对 GUARD 短路然后用 ADC 测量此时整个电路的零点失调，再在下一次测量时代入结果中计算，因此你的外部缓冲运放也必须跟随这个过程同步。

那么，很显然的这样的改动不仅很大，因为需要提取同步的信号，而且需要额外的单片机处理和控制增加的模拟电路，这是一个数字电路和模拟电路混合，且模拟电路对整个系统的噪声、失调影响很大的电路，难以处理。

所以最后我还是决定不要这样做，改为直接在外部增加一个有源衰减器，将被测 10V 跟随后，通过 1:3 电阻对衰减后直接进入 3457A。这样做优点是无须对 3457A 做任何改动，不影响 3457A 本身的失调也不增加噪声（但有源衰减器本身噪声是一个问题待研究）；缺点是运放的失调和温漂无法被电路消除（3457A 的设计很显然可以消除输入增益放大器的失调与温漂），同时，被测电压经过这个衰减电对，电阻对的比例温度系数和长期老化指标影响了最终测量结果的准确性。

不过，这个准确性的影响是绝对影响，因此在相对测量中可以忽略；而且，由于使用数学运算功能将测量结果转化为正确电压值显示，需要代入一个系数，这个系数实际上可以通过对已知/已标定 10V 基准经过衰减器后的直接测量结果计算出来，因此实际上也是没有问题的，也就是说每次使用之前，用已知基准进行一次“校准”就可以了 :)

当然前提是这个有源衰减器的构想能成功，这个就有待有空的时候慢慢研究了...

lmserver

还要衰减，衰减电阻引入的因素不可忽略。

lilith

引用第4楼1820于2011-04-18  22:29发表的  :
对3457的评价应该安于3V基本档的评价,而不是30V档的评价.

楼主思路不错.等于用纯数学的方法做放大.

是的，实际上其 30V Range 稳定性反而最糟糕，比 300V Range 还糟糕，因为 300V Range 的时候，相当于直接使用 3V Range 测量衰减后的电压（这里忽略衰减电阻网络的电流热效应）

整体思路从“直接利用其 ADC”，发现难度很大后，改为目前的思路，实际上来源于“反正 3457A 本来就是先衰减再放大，我在外部自行完成衰减，影响当然不会太大”，而利用内置数学计算功能，又不会带来额外的噪声。再说 3457A 的内置数学运算功能那么强大，利用一下何乐而不为呢 :D

此外，外置有源衰减器的两个问题，1、失调和温漂；2、电阻对的衰减比例，这两个实际上上是可以这样解决的，解决思路来自于 3458/3581 的 ACAL/INT CAL，其实就是在每一次使用前，用已知 10V 基准就能直接通过表的读数知道电阻对的衰减比例，这样就消除了电阻对衰减比例因为温度或长期老化导致的变化。实际上，3458/6581 的高准确度指标是每次测量前都要进行 ACAL/INTCAL 才有的，不做的话，温漂一点都不小 :D

至于运放的失调和温漂，将有源衰减器短路时就能测量出来，然后代入。我甚至怀疑 3457A 在设计的时候其实考虑了这个问题，因为正好比例运算的数学表述为 Result = (Reading-OFFSET)/SCALE），因此只要将运放的失调和温漂带入式中的 OFFSET 就能消除掉，这个应该不是巧合，而是 HP 的工程师设计时考虑了这个应用的缘故 :)

lilith

引用第6楼lmserver于2011-04-18  22:40发表的  :
还要衰减，衰减电阻引入的因素不可忽略。

是的，但 3457A 本身的 30V Range 也要衰减，我这样做不过是将内部的衰减电路拿到外部，更改了衰减的比例，从原来的 1/100 更改到 1/4 而已，而且从上面两段录像看来，衰减电阻对的影响，明显小于获得的收益

实际上，需要担心的是，整个有源衰减器做好之后，其整体的噪声，唯有这一点是无法对付的。只要这个问题解决得好，其它问题都好办。

举例、也就是说，每一次使用前，先将有源衰减器接入 3457A、短路衰减器，此时 3457A 显示值即为当前温度下，整个有源衰减器的失调，其值记录为 A，并以此值开启数学运算的 NULL 运算。然后，将已知 10V 基准接入衰减器，此时 3457A 显示值，即为已知 10V 衰减后的结果，记录为 B。

很显然，本例使用的数学运算功能表述为 Result = (Reading-OFFSET)/SCALE），那么将上述 A 代入 OFFSET 存储到 3457A 的 RMATH 寄存器 8，将 B/10（10 为已知基准的电压绝对值，如果是 LTZ 就是其真实电压比如 7.04319 之类都是可以的）存入 RMATH 寄存器 11，开启 MATH 功能，那么当前温度下有源衰减器的失调和电阻对比例的影响就被消除掉了。

一个极端的想法就是、其实可以直接用这个衰减器测量 3457A 自己的基准，就完全相当于 3458/6581 的 ACAL/INT CAL 的自校准过程了 （实际上、由于 3457A 的基准电压是负的，可能存在反转误差）

lilith

思如泉涌，又想到一点，就是 3457A 原生设计有两个选件 44491A 和 44492A，而大多数人是没有这个选件的。其实，可以利用 3457A 为这个选件设计的位置，安装上有源述衰减器。

由于这两个选件是多通道输入切换器，所以 3457A 模拟板上预留了一个“后组输入”插针，没有选件的时候，后输入端子面板直接连接到此插针上，并且安装选件的槽有非常良好的屏蔽，因此非常适合这个有源衰减器的安置和放干扰。只要将模拟板上的后组输入插针与 3457A 后面板断开（是接插件来的，无需破坏，直接拔开即可），将“有源衰减器”接入两者之间，就什么事都没有了，以后 3457A 选择前面板输入，就是通常的使用；选择后面板输入，就是特定的 1/4 衰减使用

而且，这样做还有很多额外的好处，比如不用考虑衰减器的供电问题（直接从模拟板的电源处取电、非常可靠），不用考虑它的屏蔽问题，不用考虑其它接插部分的影响，等等。最重要的是由于此部分原本就设计为接插件，是非破坏性改造，日后拆掉复原，都不影响表的再次兜售

并且，还有一个好处是、如果愿意的话可以设计一组简单的电路，通过继电器将模拟板上的 +10V 基准（有这个端子、它是内部电路从 LM399 转出来的）接入衰减器，进行衰减器的自校准

selena2211

从视频上看测试10V 的结果已经很好了，比3456A略差。LZ完全可以做一张后置衰减器，这样可以不破坏原机的情况下以提高测量10V的稳定性，加油！！[s:37][s:37]

jambalaya

搞外部无源的电阻分压，比如10M欧，想10G高阻好像是没办法了。

家有开心果

分析得好，实践出真知。

lilith

高阻无源电阻分压肯定不妥，理想电源的内阻为零，因此将电源和表连接，相当于表的输入端被这个被测电源短路，从而消除了干扰。搞一个高阻电阻分压，只能改变分压比，但不能改变上述问题，我要用很低的电阻 + 有源跟随器，目的就是让输入端（有源跟随器）短路、让 3457A 的输入端也“近似于短路”（实际上有数千欧电阻），很多干扰就这样被活生生短路掉了

lilith

楼上的想法我验证过不可行，因为输入桥 U101 内部有输入钳位电路。如果要替换，需要把整个 U101 给替换掉，这样必须：

1、分析从 CPU 进入 U101 的控制信号，确定其格式，以及 U101 内部寄存器与内部开关的对应关系。这个可能还不是很难。

2、找到质量很好的模拟开关，以及配对的电阻，U101 内部有很多配对电阻，左下角是 30V/300V 分压电阻，右下是输入增益电阻，右上是电阻档的电流源配对电阻，这些电阻的电阻值配对关系影响了表的准确度指标，因此必须具有比例值的温度系数很低，长期老化很低的指标。

这个比第一点还难，U101 可是 HP 特制的一个元件。

selena2211

在内部产生

szcom8

请问，用LTZ1000ACH做HP3457A的基准，去跟换原LM399H基准，会不会改善跳动？

天风雪雨

这个跳动是由于前端电路衰减——放大后的噪声等造成的，和基准没有任何关系，LM399用于6位半表足够了。

bg8up

纯技术分析，只有学习的份儿了

zsxlh

学习了。[s:27]

pdshyh

O(∩_∩)O哈哈~3457a用34491卡进行几个10v对比测量，使用30V量程噪音太大，这个办法不错，做一个衰减器试试。