简易1uA~100mA参考恒流源
为给自己建立一个合适的电流参考并兼做测试仪器，设计并制作了一个简易的1uA~100mA参考恒流源。设计目的：
１．吸收全部的以往经验，以改进性能为最高需求。
２．电流工作范围为0.01mA、0.1mA、1mA、10mA、100mA。
３．在每一档范围内，以十进制进行×0.1步进调节。
４．电压动态范围仍保持3.2V~20V。
设计过程比较繁杂，略去。
原理如下：
如图所示，直流电流源产生的恒定电流输出到被测器件上，产生的电压降通过四位半数字表的20V档读出，然后用200mV档在调节到预先设定的电位差计上读出平衡的电位差值，读出的值就是扩展的末两位数，这样四位半就变成了六位半。
但是这种方法需要电流源和电位差计的供电都是高度稳定的，所以专门为恒流源度身定做了高稳定度的电源。
恒流发生器在1mA档进行校准，这一档的温度系数是+3.4ppm/C。+8V和+28V的压差形成电位差计的基准电源，这个电源由+28V电源分压而成，温度系数为+1.72ppm/C。两者相抵，理论上的温度系数应该只有1.68ppm/C，但由于元件布局和使用环境的影响，实际的温度系数在10ppm/C内。
下面是恒流发生器的电原理图：
图中从VR101及以下部分是恒流源的核心部分。
CK102接到面板上0.1步进的分压器，CK103接到面板上的电流范围控制开关，也是取样电阻部分。P101调节分压器的基准电压精确值。
-4V电源用于恒流发生器的负电源供电。
下面是电源稳压器的电原理图：
电源结构一如既往地采用了以往的形式，LDO+推挽分压。推挽分压是用于从32V电源中产生-4V电源和零线。总共有三种电压产生：
+28V 正电源
+2.28V 恒流源基准电源
-4V 负电源
其中+2.28V电压是由基准管D205和-4V的压差产生。
对所需要的输出稳定性，用电子表格软件进行了试算模拟，得到下述结果：
B栏和C栏是所使用器件的测试参数，A栏是测试器件的编号。在B栏和C栏中填入不同的器件参数，后续各栏会发生不同的输出结果，因此可以通过调整数值获得最合适的模拟结果。P栏中最后得到的TC值是为了和取样电阻群的TC值匹配。
与上述方法相似，取样电阻群的参数选择如下：
其中M栏是和+2.28V基准电源的温度系数相加后得到的TC值。
下面是倍率分压器的参数选择结果：
在进行了初调和二次调试后，增加了一块板用于电位差计细调和通／断指示改进，电路如下：
正负200mV的浮动电源采用了运放扩流的类似电路并对其改型，通过负载变化产生的电源电流变化对扩流晶体管进行控制，从而使输出稳定。扩流晶体管加了射极限流电阻，电源取样电阻则加了同样的晶体管作为扩流管的温度补偿。R403和R404是温度系数配对的，其它则没有更严格的要求。
实际上，扩流晶体管在这里起到了互补恒流源的作用，恒定电流在R403~R404上产生了电压降，由此而产生对称的浮动电压。这两个电阻的温度系数的大小没有关系，但一定要相等，这样浮动电压随温度的变化就比较一致，对输出到细调电位器上的影响就比较小。
细调电位器的调节范围比粗调展宽了100倍，但试用的结果还是稍嫌粗了些，调节到正负10uV比较吃力，所以准备再增加一个开关，通过在R403~R404上并联接入22欧姆电阻来使范围再展宽10倍。
下面是初始上电一小时内的曲线图：
形状相当完美。下面是上电24小时内的变化：
下面是上电后一周变化：
每天的变化在早上时为较低值，12小时后达到较高值，但在白天的显示比较稳定，因为室内人员走动少，空气团移动少，温度梯度变化小。在第五天时曾将1mAx1.0调到10mAx0.1，可能是震动的关系输出升高了1mV，因为多圈电位器当时都未锁定。
文件：
恒流发生器：
高稳定电源：
前面板电路：
面板设计图： 计算达到的稳定性水平：
档位(mA) TC(ppm/°K )
--------------------------------------------
0.01 -0.602
0.1 -8.096
1 1.904
10 3.404
100 -74.596
由于档位电流的不同，很容易因输出场管的漏极电场不同对栅极的影响而产生对源极采样电压的变化，毕竟变化范围达到了100,000:1。运放OA101使用的LTC1052是自稳零的，增益达到了1E6以上，简单计算可知输出每变化1V，输入的变化是1uV，而1uV的变化在2V定标的采样电阻上产生的变化是百万分之零点五，位于万用表200mV档的10uV分辨率之下，因而可以忽略不计。考虑到这些因素，恒流源控制运放单级便可完成，无须多级变换，避免引入其它多余的误差。
实际测试可知，从1uA到1mA范围变化时，采样电压测不到可分辨的变化，10mA档有将近1个字的变化，100mA档有4个字的变化。这些变化是由零线电阻所产生，电阻的值在0.9m欧左右。在此之前，变化更大些，10mA档是5个字，100mA档是30个字，解决的办法是重载流线用1mm的镀银铜线在线路上用焊锡堆焊，将原本40m欧的电阻减小到0.9m欧。
由于已知误差来源，所以产生了特定的误差修正公式。公式如下：
通过误差矫正公式，并使用FLUKE的20K欧金封电阻器对恒流源进行了临时性的校准。
另外，由于取样电阻群的器件温度系数均为近似的单调变化，所以可以按给定的TC计算不同环境温度下测量到的电阻值。
恒流源的使用和校准，请参考下面的附件：
不确定性分析
不确定分析在1mAx1.0倍率的档位上，连接RX12-2型10KΩ±0.1%的电阻器进行。
１ 环境稳定下的波动
当装置位于在空气不易流动、且环境温度基本不变的地方时，装置的前后面板处空气为静止状态，装置六个面的铁板散射热量较少，装置内部的热量上升幅度超过外壳散掉的热量。
取样电阻群位于前面板处，基准部分则离开几个厘米在机箱的中后部，基准部分是主要的热量产生地，两者之间的空间造成了温度场梯度。在装置内部的热量产生数量与外壳散去热量的数量达到平衡时，显示值为2.22mV±20µV，数值变化的闪烁频率在5~30秒一次，且无跳跃。此时的环境温度，可以是9°C，也可以是14°C，可知外界环境温度对装置本身没有可观察到的影响。
同样是稳定的环境，晚间无人情况下的显示，会降到1.7xmV并保持到有人进入或开窗通风时。
显然，无人情况下的稳定环境，造成产生的机箱内部梯度差大于有人时的梯度差，人员的活动能够造成一定的空气扰动，因而对机箱散热的状态有所影响。
２ 环境变化下的波动
在一周变化图中，每日波动峰峰值约1mV，但在24小时变化图中，白天的变化其实是很小的，实践也证明了这一点，随机测试的电压显示在9:25~16:00的时间段中，变化只有+1个字。
真正的变化发生在日夜交替时，这时的空气交换比较强烈，开窗通风时的气温变化比较悬殊，早晨时最低可达8.8°C，黄昏时可达12~14°C，但此时的显示，无一例外地从2.22mV上升到2.3xmV，且在关窗后又逐渐回到2.22mV±20µV内。显然，这又与被接的10KΩ电阻器的温度系数无关。
在开窗通风时，前后窗户形成的气流通路使装置外壳散走的热量超过了机箱内部产生的热量（这部分热量主要是由基准部分产生的），基准部分与采样电阻群的温度梯度降低，恒流输出升高，电位差显示也跟着升高。
开窗通风产生的空气流动，造成显示变化的时间长度，大约在十分钟左右。
关窗之后，空气停止大幅度的流动，此时无论室温是多少，显示值均缓慢漂移到2.22mV±20µV。这段时间的长度，也是十分钟左右。此后会有持续半小时左右的波动，波动幅度在±80µV内，收敛值仍然是2.22mV±20µV。
不确定度
为简便起见，这里的不确定度用ppm的绝对值表示。由于测量活动都在环境稳定的状态下进行，所以可将此时的变化区间作为计算的起点。
±20µV在VC980的200mV档上表示为±2个字；测量使用的10KΩ电阻器上的压降是大约10V，±2个字就相当于10V的±2ppm。
在对器件进行分拣时，±2ppm就是度量的不确定度；在对器件进行有温差的测量时，随着温差的展宽，不确定度会被压缩，压缩的程度是1/ΔT，ΔT是温差。因此温差测量时的器件不确定度，减小为1/ΔT，例如ΔT=20°，则不确定度为±0.1ppm。
进一步地，采样电阻群各档的温度系数都不相同，虽然是单调变化，但仍是近似的，如果将这个装置作为0.01级的恒流源是没有问题的，但作为参考电流发生器，仍有必要考虑电阻器的beta项的影响。从对采样电阻的实际测试情况知，从18C~28C的温度区间，beta值在±0.1ppm/CC之间。这个量的大小相当于在温差测试时的不确定度，与其简单相加，那么在温差测试时的不确定度为±0.2ppm。 进来学习。 学习中、、、、、、 漂亮。电路图和曲线是什么软件做的？ 建议出成品，方便坛友购买 进来学习进来学习
回 zgq 的帖子
zgq:漂亮。电路图和曲线是什么软件做的？ (2012-03-1215:12) images/back.gif电路图是Protel99画的，曲线则是用的OpenOffice中的电子表格。 xuexi 学习！ 进来学习 来学习了 不错，学习 而来！！ 非常不错的，学习了。 长短老师的方法就是基于电桥平衡原理来扩展分辨率的，其实我以前也设想过一个类似的方案，用一个低位高速的 ADC 测量被测电压，得到高位转换结果 x，然后用这个 x 去设定 DAC 输出一个电压 x'，用运放做的减法器获得两者的电压差 x-x'，当然这里为了方便，设置为 x' 总是略比 x 要低一个 LSB；然后用放大器放大减法器输出的电压 a 倍，再用 ADC 测量一次得到 y，那么 x+(y/a) 就是被扩展了分辨率的 ADC 结果，这个方法只需要两个 ADC 周期和一个 DAC 设定时间，速度比过采样快很多了。
不过很遗憾的是，用了比较昂贵的 MAX1132（16bit ADC）和 MAX541（16bit DAC）做实验，结果并不好，噪声 远远不如廉价的低速高位 ADC 比如 24 位的 LTC2400 呀 所以放弃研究了。
其实长短老师也可以利用 LTC2400/2440 一类低价位低速高精度 ADC 作为自己的测量系统的转换器，更容易制作出可靠高精度的测量系统，因为这个方法有一个要求就是一个测量周期内有两次 ADC 转换，要求源和被测量都必须在这个测量周期内保持相对稳定，当然相对稳定还是容易做到的，但是长短老师是人工完成测量和误差调整的，而我用 DAC 和减法器完成误差调整，那么对电路的稳定性要求比长短老师要宽容了。
多看看广增智识 ！学习如何使用恒流源 lilith:
长短老师的方法就是基于电桥平衡原理来扩展分辨率的，其实我以前也设想过一个类似的方案，用一个低位高速的 ADC 测量被测电压，得到高位转换结果 x，然后用这个 x 去设定 DAC 输出一个电压 x'，用运放做的减法器获得两者的电压差 x-x'，当然这里为了方便，设置为 x' 总是略比 x 要低一个 LSB；然后用放大器放大减法器输出的电压 a 倍，再用 ADC 测量一次得到 y，那么 x+(y/a) 就是被扩展了分辨率的 ADC 结果，这个方法只需要两个 ADC 周期和一个 DAC 设定时间，速度比过采样快很多了。
不过很遗憾的是，用了比较昂贵的 MAX1132（16bit ADC）和 MAX541（16bit DAC）做实验，结果并不好，噪声 远远不如廉价的低速高位 ADC 比如 24 位的 LTC2400 呀 所以放弃研究了。
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我离开老师岗位已经三十多年了，再称老师已经不合适了。在这里都是朋友，就称“兄”吧。
我做这个东西其实一方面是要过把模拟技术的瘾，另一方面也是做一点预备工作，因为更高精度的项目需要这些基础工作垫底。以后的项目就逐渐向数字化转移了，单片机扔了二十多年，如今再捡起来手颇生，看看你们在这个领域都是突飞猛进的，真觉得世界变化大啊！到时候可要向你们请教的哦！
恒流源加电桥其实也是不得已，但可以检验两者的基本水平，并积累必要的经验。做这个恒流源最大的感受，竟是源于那个附加的外接基准插孔。在使用内部基准时，显示可以非常稳定，但插入外部基准，数字跳跃就非常强烈，上下突变的范围最高达到50个字，检查屏蔽没有问题，外部基准换了两块芯片还是如此，看来回头又要找基准的茬了，哈哈。
回 longshort 的帖子
longshort:我离开老师岗位已经三十多年了，再称老师已经不合适了。在这里都是朋友，就称“兄”吧。我做这个东西其实一方面是要过把模拟技术的瘾，另一方面也是做一点预备工作，因为更高精度的项目需要这些基础工作垫底。以后的项目就逐渐向数字化转移了，单片机扔了二十多年，如今再捡起 .. (2012-03-1307:30) images/back.gif
会不会是“接触不良+热电动势”影响啊，精度高了热电动势不能忽视，影响挺厉害的。 1052用的可能不合适，容易烧负载。
2.26V的基准，用OP07很好。 先顶了再看。。。。。。
Re:回 longshort 的帖子
sea123:会不会是“接触不良+热电动势”影响啊，精度高了热电动势不能忽视，影响挺厉害的。 images/back.gif
热电动势可以看成是一个微小容量的小电池，没有功率承载能力。对于1mA的电流和几伏到20伏的电压，热电动势产生的附加电压抬升或者抵消都极难观察到，因此可以忽略。
在1uA电流下，紫铜夹子和器件引脚的连接在万用表200mV档上有时会有20个字上下的突变，动一下连接又好了，这就有可能是热电势的影响。但是只要连接良好，注意压力大小，并且尽量保持连接处接点的温度一致，热电势的影响可以减到最小。
确认是否热电动势的影响，可以观察温度上升与下降时，值是否能够复现。有热电动势影响时，值的复现一般无法做到。
shichen717:
1052用的可能不合适，容易烧负载。
2.26V的基准，用OP07很好。 images/back.gif
1052还是不错的，对负载并无可观察到的不良影响，在这里是通过功率管输出。
OP07在这里不合适，失调电压和偏置电流都大了些，输入电阻太低，影响到最小1uA电流时的精度，使整台机器达不到0.01级的水平。单级增益只有几十万，对负载变化时的输出影响大了些，难以跨5个数量级工作。
正巧需要电流源，温习一下。 用这个恒流源重新测试了编号为10-2-11#的2DW234，这个管子是原先四位半表测试结果为零温度系数的，因为变化都在分辨率的一个字之内，所以看不出小于一个字的变化。
测试用三种电流状态：8mA、9mA、10mA。蓝色曲线是色点接正电源，橙色曲线是色点接负电源。横坐标是温度，纵坐标是电压，单位mV，总电压是主电压+mV数。
8mA，蓝6.343V，橙6.339V：
attachment/thumb/Fid_3/3_13712_5f00dbce6230839.jpg?34
9mA，蓝6.350V，橙6.345V：
attachment/thumb/Fid_3/3_13712_c386d7e992c5d10.jpg?25
10mA，蓝6.357V，橙6.352V：
attachment/thumb/Fid_3/3_13712_2d46fd7d8cd8ad1.jpg?33
不管色点接的是正电源还是负电源，在工作电流降低后，极点也都向低温端移动。其中8mA电流色点接正电源时比较理想，20~50C范围内偏差为正39ppm和负51ppm，20~35C区间的平均温度系数为2.63ppm/C，35~45C区间的平均温度系数为-4.6ppm/C，极点在35C正负5C的区间。
1052输出级进入饱和后需要200ms才能回到放大区，200ms时间很可能出问题，此时运放和调整管均不受控制，100mA下很危险。
OP07的输入偏流是个问题，但开环增益足够大，由于采样电阻在不同电流下需要切换，负载变化造成的电流偏差，或者负载调整率与在110dB下基本看不出。
1052的输入偏流相对1uA也过大，而且温漂很明显，可考虑偏流极低的LMC，配合防漏电环路和四氟基板。1uA电流源不容易做准，PCB表面稍不干净，湿度会造成重大误差。
这个电路按照0.05%的水平电流最低做到100uA。
稳压电源过于复杂，317足矣。 shichen717:
1052输出级进入饱和后需要200ms才能回到放大区，200ms时间很可能出问题，此时运放和调整管均不受控制，100mA下很危险。
OP07的输入偏流是个问题，但开环增益足够大，由于采样电阻在不同电流下需要切换，负载变化造成的电流偏差，或者负载调整率与在110dB下基本看不出。
1052的输入偏流相对1uA也过大，而且温漂很明显，可考虑偏流极低的LMC，配合防漏电环路和四氟基板。1uA电流源不容易做准，PCB表面稍不干净，湿度会造成重大误差。
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到目前为止，我的1052尚未出现您说的这种危险，无论怎样切换电流，无论什么时候接入负载和断开负载，一切都按我的预定意愿在正常工作。100mA下的工作状态，除了给负载造成较大的温升以外，没有出现任何您说的情况，因为我的1052并不工作在饱和区，切换电流的时候负反馈电容器箝住了输入的电位，输出由功率管快速给出电流，对1052没有可观察到的不良影响。输出管的输入电容，对于IRF510是135pF，加上其它杂散电容，算它150pF；1052的输出能力在负载为10K、50pF时的摆率是4V/uS。这么说吧，我的1052直流负载为无穷大，交流负载为150pF，考虑到电容负载时输出突变的情况下，运放的输出级处于最大工作电流状态，datasheet中没有给出这一限制，可以认为最大电流是恒流状态对输出电容进行充电，因而可认为电容负载上的电压是线性上升的，于是三倍的电容负载将产生三倍的上升时间，也就是1.333V/uS。我的1052正摆幅最大是7V，这意味着5.25uS是我的1052的输出浪涌时间。考虑输出电容上的电压在后期是对数式收敛的，因此将这个时间再乘以100倍，也不过525uS。
至于1052和OP07的直流性能差别，下面是个比较：
LTC1052：
OP07：
稳压电源过于复杂，317足矣。
实际上并不复杂，这是根据需要度身定制的。317的稳定性不够这里的要求，无法达到电位差计需要的10ppm/C以下。再说还得产生-4V的电源，对-4V的稳定性和+28V的稳定性都有要求，317根本满足不了。
这个电路按照0.05%的水平电流最低做到100uA。
关于电流的准确度，我是这么考虑的，精度无论怎样精确或粗放，都是从电压和电阻的搭配中导出，首要保证的是电压和电阻的准确性与稳定性。这两者保持在一定的范围内，电流的精度水平就可以保持在一定的水准，而不是靠直接测量电流来判定达到什么水平。如果电压和电阻的准确性都在正负50ppm内，电流的准确性就可以保持在正负100ppm内。此外，通过给出测量仪器本身的误差进行修正，可以使最终值逼近要求的最高准确度。
好像没有考虑二极管D101 BAS45反向漏电以及BG101 TP8N05/IRF510的栅极-漏极漏电流影响 youngliu:
好像没有考虑二极管D101 BAS45反向漏电以及BG101 TP8N05/IRF510的栅极-漏极漏电流影响 images/back.gif
BAS45在125V反向电压下的曲线：
25C时典型值小于等于100pA。在反向电压小于30V时，按一般半导体器件的规律，同一温度下的反向电流小于最大反向电压下的十分之一，即小于等于10pA。
IRF510的栅-漏反向电流也有这种规律，但datasheet未提供参数。可以间接得知它的反向泄漏电流。我所使用的IRF510，使用数字表的二极管档给栅-源加上3V左右的开通电压，再测量漏-源端的电压大体上是300mV左右。40分钟后再测，漏-源端的电压上升到400mV左右，压差是100mV。输入电容是135pF，放电曲线可看成近似直线，则(2400S/1.35E-10)*0.1=1.78T欧。由于低电压导通时的沟道两端电压接近，可以认为这也是栅-漏之间的绝缘电阻。在漏-源电压达到28V时，如果这个电阻不变，那么泄漏电流是28/1.78T=15.75pA。实际上由于压差反映的是沟道电阻的变化，栅-源之间的电压变化比这要小得多，因此实际的泄漏电流比这里的数字还要小一些。
两者相加，大约最大正偏26pA，对于1uA档，误差为+26ppm。不过分压器最多也做到这个水平，所以设0.01级是有空间的。
PCB的影响比这还要小些，如果大了，修正公式会立刻变得不适用，在输出压降为10V和20V时的换算误差会很明显。
1. 从你给出的BAS45的反向漏电流曲线看，125V 25度下的典型值是200pA，并不是小于100pA。
2. 30V时的漏电流是125V漏电流的十分之一依据是什么？按照一般硅二极管的反向漏电流-反向电压曲线，30V应该漏电流与125V差不了太多。下图是1N4148的，20V的漏电流是75V的一半