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楼主: yyp20034

[制作] 做一个USB接口的万用表模块

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 楼主| 发表于 2020-2-11 22:12:46 | 显示全部楼层
本帖最后由 yyp20034 于 2020-2-11 22:14 编辑

对于噪声控制的技术,难点有两个:(1)电源噪声控制;
(2)放大电路的噪声控制;
对于测量精度来讲:
(1)ADC转换精度;
(2)温漂;
(3)老化;
温漂和老化不仅仅包含了放大电路,也包含了基准以及adc本身的性能
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发表于 2020-2-12 10:17:40 | 显示全部楼层
有意,等成品。
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发表于 2020-2-12 22:28:52 | 显示全部楼层
yyp20034 发表于 2020-2-11 22:12
对于噪声控制的技术,难点有两个:(1)电源噪声控制;
(2)放大电路的噪声控制;
对于测量精度来讲:

这种表必须得有WIFI、LAN、蓝牙、USB接口,不然采集数据就成问题了。
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发表于 2020-2-13 16:07:56 | 显示全部楼层
USB供电嘛 还是外置电源模块?
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:04:46 | 显示全部楼层
〆﹏熋訷悪鎩 发表于 2020-2-13 16:07
USB供电嘛 还是外置电源模块?

USB供电,我担心功耗有点高,所以加了外供电的接口

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没有显示屏还可以,就是正负要考虑下供电  发表于 2020-2-13 21:46
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:06:28 | 显示全部楼层
我的QQ:252209605 可以加我QQ
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:10:31 | 显示全部楼层

其实我个人比较倾向于LTC2380-24这个芯片,的确是优秀,只是LTC2380-24对于前段的单端转差分电路十分挑剔,目前没有找到比推荐电路更优秀的芯片,根据之前的经验,单独搭电路是不太靠谱的,因此只能选择集成芯片。
(2)LTC2380-24 芯片推荐 LTC6363所使用的匹配电阻极为苛刻,即便是优秀的LT5400也是智能达到86dB。可以选择LTC6363-1;
(3)        ADC前端的RC滤波网络需要很好匹配,不是加个RC就够了,也是需要匹配!
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:13:01 | 显示全部楼层
既然要锻炼自己的能力,那就自己开整吧,选个什么CPU呢?我选择的是STM32H743ZI这个芯片,主要原因如下:
(1)有3颗16位ADC,而且ADC1和ADC2可以实现交替采集,可以实现更高的采样率(约为7MHz),这就给后面的数字信号处理提供了有利的条件;
(2)芯片自带DFSDM功能,这个功能对于实现高分辨率的ADC来讲简直是铺平了道路,文档中说最高有效分辨位数可以到24位,实际呢?不知道,看数据吧。
(3)芯片的处理速度,400MHz,在我当时的设计思路里,为了节省成本,AC RMS有效值计算是放在芯片内部实现的,有的童鞋会说精度不一定很好,是的,因为这次的设计的初衷就是为了锻炼数字信号处理的。LCR测试也是直接ADC采样之后,进入CPU进行数字信号处理,并非模拟电桥。
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:16:33 | 显示全部楼层
ADC的分辨位数N可决定ADC的动态范围DR,其代表ADC可测量的输入信号等级范围,通常以db为单位。DR可定义为:
DR[dB]=20×log (maximum RMS amplitude)/(minmum RMS amplitude)
        请注意,由于信号在给定的时间视窗内的RMS幅值取决于信号幅值在该时间视窗内如何变化,因此ADC的DR变化取决于输入信号特征。对于其满量程范围FSR内的恒定DC输入而言,理想的N位ADC可分别测量FSR和FSR/2N的最大及最小RMS幅值。因此,ADC的DR为:
        DR[dB]=20×log⁡((FSR/FSR)/2^N )=6.02×N      公式2
        同理,对于幅值随ADCFSR变化而变化的正弦波信号输入而言,理想的N位ADC可测量(FSR/2)/√2的最大RMS幅值。正弦波输入信号的最小可测控RMS幅值受量化误差的限制,起近似于幅值半个LSB或者FSR/2/(2^(N+1))的锯齿波。幅值A的锯齿波RMS幅值为A/√3。因此,正弦波的DR是:
DR[dB]=20×log⁡((FSR/2√2)/(FSR/2^(N+1) /√3))=6.02×N+1.76    公式3
真正的ADC具有可降低DR的误差。事实上,根据输入信号特征的不同,在输入信号接近其最小值时,ADC输出有不同类型的误差占主导地位。
对于恒定DC输入而言,ADC的输入误差主要取决于所谓的“过渡”噪声,其包含ADC、ADC驱动器以及电源等组件的固有宽带散热噪声。如果ADC不存在较大的线性DNL问题,过渡噪声可在ADC输出端产生一个近似高斯代码分布。
本直方图的一个标准偏差σ_HISTO相当于过渡噪声的RMS值,在σ_HISTO>1LSB时,ADC的DCDR就会减小至:
〖DR〗^/ [dB]=20×log⁡((2^N LSB)/(σ_HISTO LSB))=6.02×N-20×log⁡(σ_HISTO)    公式4
将公式2和公式4结合起来,可重新算出降低的分辨率或有效分辨率:
Effective Resolution=(〖DR〗^/ [dB])/6.02=N-log⁡(σ_HISTO)
同理,对于时间变化的输入而言,ADC的输出包含动态误差(即量化噪声与失真)以及可降低DR的过渡噪声。改变后的DR通常被称为SINAD,重新计算的ADC的分辨率被称为ENOB。因此:
ENOB=(SINAD[dB]-1.76)/6.02
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 楼主| 发表于 2020-2-13 17:17:14 | 显示全部楼层
对于5位半的万用表,ADC测量范围是-2.5V ~ +2.5V要实现的有有效分辨位数是:
〖log〗_2 (500000)=18.93 位
此时应该达到的信噪比是:6.02*18.93+1.76=115.73dB
对于6位半的万用表,ADC测量范围是-2.5V ~ +2.5V要实现的有有效分辨位数是:
〖log〗_2 (5000000)=22.25 位
此时应该达到的信噪比是:6.02*22.25+1.76=135.73dB

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建议LT2440  发表于 2020-2-13 21:49
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