本帖最后由 longshort 于 2014-7-30 07:20 编辑
非恒温应用特性
人类的追求是无止境的,LT希望能够将LTZ1000用于不恒温的环境下,由用户在外部对LTZ1000进行温度系数的控制,这对移动应用、恒温器故障停用、待机等实用场景给出了现实的可能,这种可能就体现在齐纳电压的选择上。
在标称技术状态下,基准输出电压Vout为7V,减去Vbe的0.5V,则齐纳电压就为6.5V。6.5V的齐纳二极管一般的温度系数大约是+0.045%/°C或2.925mV/°C,减去Vbe的温度系数-2.31mV/°C,得
2.925-2.31=0.615mV/°C,
将尾数与式(13)相加,得
∆Vout=615µV+(-385µV)=230µV,
即此时的温度系数TC为230µV/°C,或约32.86ppm/°C。
在齐纳二极管-R1支路中再串联一个补偿电阻,使温度变化发生Vbe1的调整时的电流变化,在这个电阻上的压降正好等于230µV,而方向相反,就此达到温度补偿的目的。显然,这个电阻的值为
Rc=∆Vout/∆Iz =-230µV/-19.25µA =11.95Ω,
补偿电阻变化100ppm对Iz主值产生影响,有
Rc*0.0001*Iz =11.95Ω*0.0001*(-4.167mA) =-4.98µV。
也就是说,当补偿电阻取为11.95Ω时,会产生-4.98µV的过补偿,所以再需要将补偿电阻值进一步减小,新的补偿阻值为
Rc=(-230µV-(-4.98µV))/-19.25µA≈11.7Ω。
括号内的差值为-225µV。
补偿电阻变化100ppm对Iz产生的影响是
∆Rc*0.0001*Iz =11.7Ω*0.0001*(-4.167mA) =-4.875µV,
与要求补偿的-230µV的差值是
-230µV-(-225µV+(-4.875µV))=-0.125µV,
所得值对Vout而言相当于-0.018ppm,故为满足对Vout影响小于0.05ppm要求的一半,补偿电阻器的温度系数在72ppm/°C以下就可以了,这仅需要使用1%精度的金属膜电阻器就能满足要求。
上述计算针对补偿电阻器的正温系数,若温度系数为负,那么补偿电阻值应该是增加的,这只要将4.98µV和100ppm的符号变更一下就行了。由于其影响的宽泛性,补偿电阻器的温度系数正负特性可予以忽略。
上述结果在老化率方面也有意义,若补偿电阻器的年老化率达到100ppm,那么由此产生的影响为0.018ppm,远小于LTZ1000的2ppm/year的标称值。
由于补偿电阻串联在Vz-R1支路中,在本例情况下总的Vout将增加约
4.167mA*11.7≈0.049V
即Vout变为7.049V。
以上的计算基于Vz的正温度系数。如果齐纳管的温度系数在自然补偿后不大于零,那么利用补偿电阻调整温度系数的做法就失去了意义,惟有增加温度控制的精密度一条路可走,而温度控制的精密度不能无限制地提高,这应该是齐纳管选择正温度系数的原因之二。
齐纳管选择较高电压还有一个不太明显的重要原因,那就是较高电压的齐纳管具有更高的零漂点温度,例如LM399的零漂点位于90°C上下,这使5°~65°C范围的曲线变化单调上升,产生的变化相对容易补偿,这应该是齐纳管选择正温度系数的原因之三。如图7所示:
图7
图7
图中的被测管测试电流为1mA,电压基数7.051V,Y轴的单位是毫伏。
官方电路的TC调节方法
一般来说,特定的产品个体之间的同一参数都有或多或少的差别,LTZ1000也一样。齐纳管的温度系数、端电压、动态内阻在单独的个体中都有所不同,这导致补偿的电阻值也不同。LT给出了一种快速调整温度系数的方法,见图6:
图6
图6
图中方法使用了一个周期为2min(分)、占空比为50%的脉冲电源给加热器供电,这使齐纳管与温度补偿晶体管被交替地加热与冷却,从而在Vout上观察到电压与温度的变化关系。各为1min的通、断过程对于芯片内部的温度平衡足够了,十个周期共20分钟的时间基本上可以解决温度系数的总体调整。
温度变化的具体值无关紧要,通过调整200Ω的可调电阻器,使在加热与冷却过程中的Vout变化达到最小,那么温度系数的调整也就完成了。这个方法还可以用来筛选LTZ1000,以获得性能最好的恒温与不恒温两用器件。当然,在室温环境低于10°C时,预计能够调试出适应范围最宽的非恒温产品。
对于图6可以这样理解:在温度的变化使Vbe1发生了∆Vbe1的变化时,Vout端对地也发生了∆Vout的变化,由于∆Vout与∆Vbe1方向相反而电流相同,两者变化之比就可以认为是补偿电阻与R1之比,因为在这条支路中通过的电流对补偿电阻和R1是相当的,甚至都可以不用考虑Rz的影响。换句话说,只要知道了两个电压变化的比,就可以计算出补偿电阻的值,即补偿电阻
Rc=R1*∆Vout/∆Vbe1 (15)
例如,∆Vbe1=200µV,∆Vout=50µV,R1=120Ω,那么
Rc=120*50/200 =120*0.25 =30(Ω)。
或者用上一节的参数,∆Vbe1=2310µV,∆Vout=230µV,R1=120Ω,那么
Rc=120*230/2310 =120*0.09957 =11.95(Ω)。
显然用上一节的步骤计算的结果,与这里的结果也是相符合的。当然,现在的输出电压就等于Vout+Iz*Rc。
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